Hifi hardware > Zelfbouw & modificatie overige hardware

De complementaire klasse AB bjt eindtrap

(1/4) > >>

dekkersj:
Bedoeld voor
Zelfbouw enthousiastelingen.


Het principeschema
Het basisschema is gegeven in de volgende figuur:



Waarbij een van de aannames reeds verklapt wordt, nl de spanning over de emitterweerstanden. Die houdt nauw verband met de thermische spanning kT/q. Deze tekst beschrijft een ontwerpstrategie om een dergelijke trap in te stellen. Uiteindelijk is het de bedoeling de haalbaarheid/feasibility aan de hand van een demo/proto aan te tonen.

De instelstroom
In dit geval gaan we uit van de fT als leidraad. In vogelvlucht is het de frequentie waar de stroomversterking 1 is geworden, onder bepaalde omstandigheden. Voor de MJE15034/35 transistoren is de fT gegeven in de datasheet en is te vinden op het internet en als bijlage. Daaruit zijn de volgende gegevens te af te lezen:

[*]NPN bjt: MJE15034: piek fT = 77 MHz bij Ic = 400 mA
[*]PNP bjt MJE15035: piek fT = 84 MHz bij Ic = 600 mA
[/list]



Als er gekozen wordt voor de meest breedbandige oplossing qua stroomoverdracht, zou men op de piek moeten gaan zitten. Het is verstandig dat niet te doen omdat de afval na de piek meestal vrij abrupt is en de spreiding in de transistoren zal dan een factor van onzekerheid worden. Het is dus slim om ergens op de helling naar de piek fT te zitten qua instelling. Hier wordt gekozen voor 75% en de meest veilige keus is dan: 0,75 x 77 = 58 MHz, in dit geval de npn transistor. Dit is bij een collectorstroom van 75 mA. Dit zal bij 25 graden Celsius de nominale instelling worden.

De emitterweerstand
Nadat de nominale stroom is gekozen, wordt de grootte van de emitterweerstand afhankelijk van de gewenste spanningsval over deze weerstand. Is het zo dat bij schakelingen met weinig dissipatie deze weerstand het liefst zo groot mogelijk gekozen wordt (of dan toch het liefst minimaal 5 of 10 keer de thermische spanning Vt) ivm lokale tegenkoppeling, zo is dat bij een power stage anders. Hierbij zal die extra dissipatie ongewenst zijn. Nu is de aanname dat de spanningsval over de emitterweerstand gelijk moet zijn aan de thermische spanning van de junctie. Bij 25 graden Celsius is deze thermische spanning gelijk aan kT/q = 25,7 mV en de grootte van de emitterweerstand komt dan op Re = 25,7e-3/75e-3 = 0,34 ohm (basisstroom verwaarloosd)

De totaalstroom zal in de testopstelling begrensd zijn op 1,5 A dus als er voor deze weerstand een maximale dissipatie van 750 mW wordt aangehouden, zal deze niet zomaar stuk gaan. Een case 2512 smd weerstand kan 1 a 2 W dissiperen en een praktische waarde wordt dan 2 keer 0,68 ohm parallel (bv Farnell 1838703).

Intermezzo dd 27 maart 2018
Bovenstaande beschouwing laat de interne emitterweerstand (ree) buiten beschouwing. Deze staat in wezen in serie met de externe Re en moet eigenlijk meegenomen worden in het ontwerp. Er is simulatieresultaat beschikbaar. Dit staat beschreven in "Audio Power Amplifier Design Handbook", Douglas Self. Hier gaat het dan om de AB trap en staat in mijn druk op blz 183. Daarin wordt in tabelvorm het volgende gegeven:
Re [ohm]Vq [mV]Iq [mA]0.142.62150.2246.21070.3347.2740.4754.859
Daarbij ga ik ervan uit dat de theorie klopt en dat de interne emitterweerstand en de thermische spanning gelijk zijn. Dat leidt dan weer tot een aanname vwb de junctietemperatuur. Dan neem ik de eerste en de laatste waarden voor waar aan en ga de waarden uitrekenen. Uiteindelijk blijkt in de amplifier van Douglas Self de volgende eigenschappen te hebben qua AB eindtrap instelling (die op hun beurt weer voor een aardig uitgangspunt kunnen dienen voor andere ontwerpen):

* ree = 0.03994 ohm
* Vth = 30.0862 mV
* Tj = 76 graden C
Einde intermezzo

Simulatieresultaten
De gekozen combinatie MJE15034/35 is op Pspice niveau gesimuleerd (zie bijlages voor de gebruikte modellen) en beschouwd over een temperatuursbereik -10 ... 80 graden Celsius. De basisschakeling is uitgebreid met geidealiseerde rekenmodellen om de instelstroom te waarborgen. Zie de volgende figuur:



T [C]kT/q [mV]Ic [mA]Ibias1 [uA]Ibias2 [uA]Vbias [V]fT [MHz] (npn/pnp)-1022,766,52452211,42866/702025,374,12391921,33566/702525,775,42381881,32066/708030,589,42301671,15165/70
Deze gegevens zijn de basis voor de thermisch gekoppelde spanningsbron Vbias. Deze spanningsbron heeft een berekende temperatuursafhankelijkheid van -3,08 mV/K. Waarbij het zij opgemerkt dat het gaat om simulatieresultaten, de realiteit kan anders zijn.

Meting complementaire AB stage om Vbias vast te stellen
Om erachter te komen welke temperatuur-Vbias afhankelijkheid ik straks nodig heb, heb ik een npn/pnp paar gemonteerd op een koellichaam en twee keer 0,33 ohm tussen de emitters geplaatst. Dat zal close enough zijn. Vervolgens de gewenste instelling gemeten bij 23 en 86 graden Celsius, zie volgende figuur:



Bij 23 graden dus 1,347 V en bij 86 graden heb ik een basis-basis spanning nodig van 1,151 V. Een temp coefficient van -3,11 mV/K. Bij beide situaties is de situatie behouden dat de spanning over de emitterweerstanden gelijk is aan de thermische spanning van de pn junctie. Overigens komt de berekende waarde prettig dicht bij de gemeten waarde.

De Vbe multiplier nader bekeken
De thermische spanningsbron vormt een belangrijk onderdeel in het ontwerp van een AB eindtrap. Vandaar dat er even wat langer bij wordt stilgestaan. Ervan uitgaande dat berekening met simulatie niet waar hoeft te zijn, hier een voorbeeld uit de praktijk. Het gaat daarbij om een thermisch gekoppelde transistor, een tweetal weerstanden en een Schottky diode, zie volgende figuur.


De test is uitgevoerd met 2,13 mA aan totaalstroom en de volgende componenten:

* diode: MBR1045
* transistor T1: MJE182
* R1 = 4k7
* R2 = 6k8
Rechts staat een aantal vergelijkingen waarmee hopelijk de werkelijkheid tot op zekere nauwkeurigheid benaderd kan worden. In wezen is een Vbe multiplier niets anders dan een niet-inverterende versterker met lusversterking Ab (A beta) en een At,inf = 1 + R1/R2. Parallel aan de uitgang en serieel aan de ingang, ofwel een klassieke spanningsversterker. De ingang is in wezen de emitter (de plus-ingang als je het als OpAmp schakeling zou beschouwen) en de interne Vbe spanning is een maat voor de ingangsspanning, waarbij die Vbe uit de transistor naar buiten geschoven gedacht moet worden. De gemeten Vbe aan de buitenkant (de spanning over de weerstand R2) is een fractie lager doordat een spanningsval zal ontstaan over de interne steilheid (dat is de Vt = kT/q) en een interne basisweerstand. Al met al is dat fractioneel en hier volstaat een eenvoudige benadering. Die interne Vbe is in de vergelijking aangegeven met Vx.

Het demomodel ziet er zo uit:

Links de diode en rechts de transistor.

De stroom deelt zich op in twee takken: de grootste via de collector door de transistor en de andere door de diode. De collectorstroom blijkt 2 mA te zijn. De spanning over de diode 0,217 V, over R1 valt 0,543 V en over R2 0,634 V. Dit alles bij 20,8 graden Celsius. De dynamische weerstand van de diode is daarmee te berekenen op 219 ohm. Voor de transistor valt te berekenen dat de stroomversterkingsfactor 90 is en de steilheid gm = 79,3 mA/V. De Vbias is dan 1,394 V.

Vervolgens is de grootte van de lusversterking te bepalen. De kunst is om de lus open te knippen en rond te gaan in die lus, vandaar de benaming rondgaande versterking. In een blokschema ziet dat er zo uit waarbij de basisstroom als uitgangspunt is gekozen (en waarbij men weer op diezelfde basisstroom ib moet uitkomen door rond te gaan):



Ingevuld komt dat dan neer op Ab = -90* 6800/(6800 + 1134) = -77. De lusversterking is bij benadering dus -77 keer of ruim 37 dB. De uitgangsspanning van het tegengekoppelde circuit (zonder de diodespanning) is dan mooi opgeschreven als



De berekende Vbias komt dan op 1,701*(0,634 V + 25 mV) + 0,217 V = 1,338 V, een afwijking van 56 mV. Ofwel 4% ernaast.

Er is ook een meting van de Vbias gedaan op 80 graden Celsius en die komt op 1,033 V. De temperatuurscoefficient is dan (1,033 - 1,394)/(80 - 20,8) = -6,1 mV/K. Dit is te veel voor de toepassing. Na wat omzwervingen is er uiteindelijk een schakeling gekozen waarbij er twee afregelpunten ontstaan zijn. Die overigens onderling van elkaar afhankelijk zijn. De schakeling ziet er als volgt uit:



De extra diode is achterwege gelaten en een emitterweerstand is toegevoegd. Die emitterweerstand zorgt voor een tegenkoppeling op variatie in Vbe en resulteert in een verkleining van de temperatuurscoefficient. Als eerste proef zijn de volgende waardes gekozen/gemeten:


* R1 = variabele weerstand en in dit geval 873 ohm
* R2 = 1200 ohm
* Re = 100 ohm
* totaalstroom 2,07 mA
* Vbias = 1,338 V (22,7 graden) en 1,148 V (78,8 graden)
* V1 = 0,574 V (22,7 graden) en 0,495 V (78,8 graden)
* V2 = 0,764 V (22,7 graden) en 0,653 V (78,8 graden)
* VRe = 0,142 V (22,7 graden) en 0,151 V (78,8 graden)
Dit resulteert in -3,39 mV/K en is al een heel eind in de juiste richting. Een verdere verfijning laat ik graag over aan de zelfbouw enthousiasteling waarbij het volgende een hulpmiddel kan zijn:



Het geeft het onderlinge verband weer tussen de voorspanning tussen de bases (Vbias) en de grootte van de emitterweerstand om een bepaalde temperatuurscoefficient te krijgen. Waarbij het overigens zij opgemerkt dat van een ideale spanningsbron afgeweken gaat worden door de toevoeging van de emitterweerstand. De praktijk zal moeten gaan uitwijzen of de hier gepresenteerde schakeling bestaansrecht heeft. Overigens is als bijlage (in de eerste reactie op de openingspost) een pdf geupload waarin een wiskundige basis wordt gegeven van bovenstaande vergelijking mbt de tegenkoppeling op de temperatuurscoeffecient dVbe/dT. Daarin is tevens een collectorweerstand meegenomen en de lezer kan daaruit concluderen dat deze weerstand geen invloed heeft op de dVbe/dT. In het kort komt die wiskundige benadering erop neer dat de maasstroommethode wordt gebruikt om de maasstromen te berekenen, de tweepoort parameters voor cascade schakeling (ABCD- of k-matrix) worden berekend en ten slotte de spanningsoverdracht wordt bepaald. Voor de liefhebber, zeg maar.

Bijlages die niet als bestand konden worden geupload

--- Code: ---.MODEL Qmje15034 npn
+IS=3.92866e-12 BF=260.938 NF=1.02215 VAF=15.3399
+IKF=0.160087 ISE=1e-08 NE=2.54491 BR=26.0938
+NR=1.10885 VAR=153.399 IKR=1.60087 ISC=1e-08
+NC=1.89024 RB=0.41209 IRB=0.1 RBM=0.41209
+RE=0.0001 RC=0.208002 XTB=0.897431 XTI=1.39234
+EG=1.206 CJE=1.61534e-09 VJE=0.698417 MJE=0.382854
+TF=1.03079e-09 XTF=1000 VTF=100000 ITF=42.9041
+CJC=1.04458e-10 VJC=0.441587 MJC=0.23 XCJC=1
+FC=0.8 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5
+TR=1e-07 PTF=0 KF=0 AF=1

--- Einde van code ---

--- Code: ---.MODEL Qmje15035 pnp
+IS=5.81508e-15 BF=313.373 NF=0.85 VAF=40.5017
+IKF=0.897023 ISE=6.74258e-16 NE=1.04249 BR=0.958017
+NR=0.894461 VAR=148.639 IKR=7.05393 ISC=6.74258e-16
+NC=2.84461 RB=3.62039 IRB=0.1 RBM=0.1
+RE=0.000923293 RC=0.233799 XTB=2.92628 XTI=1.01325
+EG=1.17461 CJE=1.5597e-09 VJE=0.99 MJE=0.554057
+TF=1.35882e-09 XTF=1000 VTF=467.207 ITF=58.3338
+CJC=1.58888e-10 VJC=0.4 MJC=0.23 XCJC=0.786287
+FC=0.8 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5
+TR=1e-07 PTF=0 KF=0 AF=1

--- Einde van code ---

wordt vervolgd

Groet,
Jacco

dekkersj:
Deze tweede post om meer bijlagen te kunnen posten.

Zie bijlage voor de wiskundige achtergrond bij de bepaling van de afhankelijkheid van dVbe/dT.

Groet,
Jacco

dekkersj:
Zoals beloofd een proto opbouw om eea aan te kunnen tonen. Vandaag alles binnen, gesoldeerd en morgen het gas er op. Nu nog even kijken en dromen dat het niet in rook opgaat  ;D





Groet,
Jacco

Ando:
Mooi man. Koelplaatje erop?

dekkersj:
Ja, inderdaad dat moet nog. Sterker nog, het is de bedoeling dat het terecht gaat komen in een geregelde ruimte van 60 graden C. Moet nog een analoge PID regeling voor, maar die heb ik nog wel van eerder project liggen. Mij gaat het nu primair om de thermische huishouding van de eindtrap. Moet straks een aantal Watt aan vermogen aan 50 ohm gaan leveren.

Maar eerst het ding afregelen. De ruststroom en de dVbe/dT coefficient zou ik moeten kunnen instellen met dit ontwerp.

Groet,
Jacco

Navigatie

[0] Berichtenindex

[#] Volgende pagina